我們的CMOS RRO 輸出引腳補償實例如圖 9.20 所示。這種實際電源應(yīng)用采用 OPA569 功率運算放大器作為可編程電源。為了在負載上提供精確的電源電壓，可以采用一種差動放大器 INA152 對負載電壓實施差動監(jiān)控。閉環(huán)系統(tǒng)可以補償任何從可編程電源到負載的正/負連接中的線路壓降造成的損耗。OPA569 上的電流限值設(shè)定為2A。在我們的實際應(yīng)用中，這種電源具有靈活的配置，因此可以在差動放大器 INA152 的輸出上提供多大達10nF 電容。這樣是否能夠?qū)崿F(xiàn)可編程電源的穩(wěn)定運行？

 

圖 9.20：可編程電源應(yīng)用

 

　　我們在圖 9.21 中詳細說明了在我們的可編程電源應(yīng)用中使用的 IC 的主要規(guī)格。

 

圖9.21：可編程電源 IC 主要規(guī)格

 

　　我們用于反饋的 INA152 差動放大器采用如圖 9.22 所示的 CMOS RRO 拓撲。

 

圖9.22：INA152 差動放大器：CMOS RRO

 

　　我們采用圖 9.23 中的 TINA Spice 電路檢查可編程電源的穩(wěn)定性。我們的 DC 輸出由 Vadjust 設(shè)定到3.3V，同時應(yīng)用一個較小的瞬態(tài)方形波檢查過沖與振鈴。

 

圖9.23：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：原始電路

 

　　圖 9.24 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果顯然不夠理想。我們不希望在未經(jīng)進一步穩(wěn)定性補償情況下投產(chǎn)這種電路。

 

圖9.24：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：原始電路

 

　　圖 9.25 中的 TINA Spice 電路用于檢查原始電路中的不穩(wěn)定性是否由 INA152 輸出端的 CX負載所引起。我們將采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試進行快速檢測。

 

圖9.25：差動放大器反饋：原始電路

 

　　圖9.26可以證明我們的推測，即：是CX造成了差動放大器INA152的不穩(wěn)定性。

 

圖9.26：瞬態(tài)圖：差動放大器反饋，原始電路

 

　　差動放大器由 1 個運算放大器以及 4 個精密比率匹配電阻器構(gòu)成。這給我們的分析工作帶來了挑戰(zhàn)，因為我們無法直接接入內(nèi)部運算放大器的 - 輸入或 + 輸入。在圖 9.27 中我們可以看到差動放大器的等效示意圖，同時可以看出測量 Aol 的明確方法。我們將采用 LT 斷開任何相關(guān) AC 頻率的反饋，同時仍然保持準(zhǔn)確的 DC 工作點（LT 對于相關(guān) DC 頻率短路，對于相關(guān) AC 頻率開路）。通過把 INA152 的 Ref 引腳連接到 VIN+ 引腳，我們可以創(chuàng)建一個非反相輸入放大器。通過在 Sense 與 VOA 之間放置 LT，我們可以理想地在任何相關(guān)AC頻率驅(qū)動運算放大器進入開路狀態(tài)。INA152 運算放大器的內(nèi)部節(jié)點 VM 可以在相關(guān) AC 頻率達到零點。VP 只需作為 VG1，然后我們可以輕松測出 Aol = VOA/VG1。請注意：我們只要把 VdcBias 設(shè)定為 1.25V 以便在 VOA 產(chǎn)生 2.5V DC，即可衡量 DC 工作點。

　　我們把圖9.27 的 INA152 Aol 測試電路概念轉(zhuǎn)化成圖 9.28 所示的 TINA Spice 電路。我們知道，用于 INA152 的 TINA Spice 宏模型是一種 Bill Sands 宏模型[參考：《模擬與 RF 模型》，(%7Ewksands/)]，因此該宏模型可以精確匹配實際硅片。

 

圖9.27：INA152 Aol 測試電路概念

 

 

圖9.28：TINA Spice INA152 Aol 測試電路

 

　　圖 9.29 說明了根據(jù) TINA Spice 仿真獲得的 INA 152 詳細 Aol 曲線。請注意：Aol 曲線中在 1MHz 時存在第二個極點，在基于 Aol 相位曲線的頻率之外存在某些更高階的極點，其在 1MHz 之外表現(xiàn)出比每十倍頻程 -45度更陡的斜率。

 

圖 9.29：INA152 Aol TINA Spice 結(jié)果